下文将以安森美(ON Semiconductor)的预稳压器为例，目前该预稳压器为分立应用，尽管该公司有此应用的许可证，并提供矽智财(IP)供购买脉冲宽度调变(PWM)控制器/稳压器/金属氧化物半导体场效电晶体(MOSFET)的客户免费使用，此方案透过节省系统级成本，进而节省总成本，该公司目前正考虑将此预稳压器整合在积体电路(IC)中，但最终仍取决于市场对分立方案是否接受。
典型返驰开关电源互连 预稳压器简化工作原理
如图1所示，新方案在输入端插入稳压器到开关电源，在此情况下，预稳压器的作用彷佛低压降线性稳压器(LDO)，提供200伏特(V)的直流稳压，可使用任何传统的返驰变换器设计，只有大电容前的前端预稳压器支援高供电电压；开关电源缓冲电路提供比大电容更高的电压，容易控制和驱动预稳压器N-MOSFET；如图2所示，整体方案原理图中，该稳压器被插入到主电源和大电容电源之间。
图1 预稳压器简化转换器设计，且支援更小、更低成本的元件。
图2 预稳压器的整体电路原理图和与开关电源之间的互连。
对可插入预稳压器的典型返驰开关电源做有限和简单的连接。首先是V-in对应于电磁干扰(EMI)滤波器的主电源。其次是V-Out将被连接到大电容做为开关电源的电源。第三是V-Supply将被连接到返驰钳位电压或缓冲器，提供比V-Out更高的电压，以控制N-MOS电晶体门极，最后则是接地。
由于开关电源缓冲器的V-Supply，一旦漏电压(V-in)高于源电压(V-Out)，被齐纳二极体ZD3-ZD6钳位的Vref提供能驱动功率N-MOS Q1的电压源，漏电流将随缓慢上升的主电源(V-in)电压的三角波形从输出大电容到电源电压充电，直到V-Out达到稳压点，功率MOS管完全饱和。当门极电压(Vref)和源极电压(V-Out)之间的压差降至低水准(<5V)，功率MOS管开始去饱和。当Q1不再饱和，漏源电压随主电源波形迅速上升。当Q1的漏源电压达至50V时，由于电阻分压器R5-R10和R2，电晶体Q2切换为导通状态，令功率MOS Q1的门极降压，并加速切换为关断减少开关损耗。当Q1切换为关断，漏电压进一步上升，以确保驱动Q2并锁定整个切换关断的过程。
在Q1导通期间，电容C4通过二极体D4充电，当Q2导通，由于R11，电晶体Q3切换为导通以确保Q2导通，直到C4通过R11放电，这将避免Q1的任何导通，即使漏极将强烈振荡，可能断开Q2，电容C4不宜过大，以在几毫秒后完全放电，支援下一导通周期。
无论任何原因，当Q1的电流超过由功率电阻R1定义的给定限制值时，电晶体Q4导通，停止功率MOS Q1驱动。Q1将去饱和，并立即启动关断进程。
功率MOS管的高压尖峰与隔离变压器的漏电感相关联，用来支援标准的示波器测试，基于功率MOS管的寄生体二极体，漏极电压不会小于输出；由于两相之间的电源，电压将上升到620V，但因为输出电压大于180V，功率MOS管的漏源间电压保持在450V以下，可在正常的启动阶段利用MOS管的雪崩保护，因为这将允许给大电容充电，并避免保持过长的导通。
启动阶段需要额外的电路，因为缓冲电路不能提供任何电源电压。唯一可用的能量由主电源通过V-in而来。电容C5和C6通过D3充电到V-in峰值电压，以通过高阻抗电阻R17-R20驱动Q1。C5和C6串联以支援任意单个短路无损坏。它们连接到V-Out而不是接地端，以降低施加在电容的电压。在这启动阶段，逐周期限流将被启动，避免电流超过极限值，并做为一个完美的浪涌限流器，这可去除任何电阻或开关电源中做为浪涌限流器的热敏电阻(NTC)。
安全测试和缩小电磁干扰
最重要和常见的安全测试是大容量电解电容的短路。如果是传统的开关电源，这将立即烧毁保险丝，完全断开开关电源和主电源的连接，须要维修和服务；而使用预稳压器后，由于其拥有较佳的限流功能，功率MOS管将保持以限定的电流运行，等同于标准功能，而无需任何关断和热耗散计时器。
当短路被移除，整个系统将重新正常运行，大电容上的输出电压将回到200V；第二临界短路是功率MOS Q1从漏极到源极的直接短路，限流将起不了作用，大电容C3上的电压将受到瞬态电压抑制器ZD2的限制，直到电源保险丝被烧毁。
为减小电磁干扰，电容被连接到功率MOS管的漏极和源极之间，电容C1将限制漏极电压的上升，并降低峰值电压和功率MOS管上，可能产生由整体串联电感引起的高频率寄生振荡。
由于开关频率低，可使用一个大的2.2nF的电容，而不影响整体性能，这电容在下一周期前被完全放电，不会影响导通，电容C1更将保护预稳压器整体免受浪涌测试的损害，限制功率MOS管上的电压，令其保持低于MOS管的最大值。 保持时间设计和预稳压器优势
保持时间(Hold-up Time)要求能量被储存在电容中，以避免在主电源停止供电的情况下，输出电压下降过快。由于输出电压大多极低，1/2CV2与输入大电容更具高效能。
保持时间应定义为提供给定的输出功率，将支援最少时间和考虑最小电源电压。因为预稳压器方案将在相同的电压下储存能量，无论电源电压为何，此方案将在整个电源电压范围提供相同的性能。
以符号C代表大电容，Vo代表电源关断前的初始电压，VF代表返驰开关电源的最小电源电压，t代表保持时间，P-Out代表将要传输的功率，以及Eff.代表开关电源效能，则有：1/2C*(V02 -VF2)=(P-Out/Eff.)*t，可适用任何应用。
从图3可见，保持时间的要求将导致大的输入大电容。电表的应用尤其如此，通常要求多于300毫秒，在180V交流电源输出2瓦(W)功率。
图3 保持时间及47μF大电容@ 2 W输出功率。
为符合此规范，使用预稳压器部分的开关电源将只需一个47uF的250V大电容，而传统方案将需要两个100uF的400V电容串联，以支援高电源电压。考量尺寸不同，应估到400V的类型将几乎是单个250V类型的四倍成本。如果将产生美元价格一半以上的差异，那目前105℃时标准的2,000小时方案，一旦发展到更好的技术，譬如105℃时的5,000小时，电容值必须增加以支援更严格的保持时间性能，在系统设计成本上将有更大差别。
整体系统效能和应用示例
由于减小和稳压的电源，后返驰转换器将具更高效能。开关电源MOS管的高压边缘，将大大降低钳位电压，相应功耗变压器初级端更高的电压将允许更大初级电感和减小的初级电流；次级二极体降低的反向电压以较低的反向电压(Vf)、较小功耗、尺寸和成本从超快移向萧特基。由于稳压电源避免导通时间太长和开关频率变化太大、dv/dt太高和相应开关损耗和电磁干扰；缩小变压器的尺寸和成本，开关频率可提高到超过100kHz，而不影响整体性能。
由于开关频率低和零电压开关，预稳压器具有接近90%的效能，而主电源和输出功率变化较小，整体测试使用典型宽范围的12V、10W开关电源和提供以下结果的前端稳压器完成。
如果这些结果类似于带高压功率MOS管或共源共栅方案，利用上述200V稳压电源优势重新设计返驰转换器，应可提升5%效能，及降低额外成本。
为简化设计并展示方案的灵活性，只有新款预稳压器方案连接到现有的宽范围10W返驰开关电源，如图4所示；对现有开关电源设计的有限修改，使用四条连线令新的稳压器被连接，两个大电容并联，而只有一个可用于在单个板上完成的最终设计。
图4 修改现有的10W返驰开关电源，添加新的预稳压器子模组。
50mm×40mm的预稳压器的印刷电路板(PCB)是“超大型”，在需要时可支援更大电容。小的DPAK功率MOS管，有一些印刷电路板表面用于冷却，多个电阻互相串联，使用标准元件并保持电压低于最大限定值的50%，以保证可靠性。
200V预稳压器彷佛超高效能的低压降稳压器(LDO)，可使用任何类型的返驰开关电源，而总功率应保持低于15W，以避免主电源上过大的峰值电流。虽然使用分立和有限数量的元件设计，它仍提供高效能和包括安全功能等性能。使用该预稳压器有助于简化大电容的选择，以支援较长的保持时间。单个250V大电容提供较好性能，与传统方案相比，对尺寸和成本的影响有限，这是即将开发预稳压器的主要优势。
虽然对后返驰开关电源的影响并未详细介绍，但明显限制的稳压电源将易于设计，令变压器的尺寸、成本和包括二极体的周边元件总数减小；如果预稳压器的效能等同于共源共栅器件，后返驰开关电源的优化，以较简单的设计、降低的电磁干扰和更低的总成本方案，应可提升5%的整体效能。
(本文作者任职于安森美半导体)
